摘要:隨著高速電力線載波通信(High-speedPowerLinecarrierCommunication，HPLC)技術(shù)在電力物聯(lián)網(wǎng)中的推廣和應(yīng)用，其面臨的組網(wǎng)孤島/孤點(diǎn)、停電事件上報(bào)成功率低、單跳通信距離短等問(wèn)題逐步顯現(xiàn)。無(wú)線(RadioFrequency，RF)通信能夠有效地解決這些問(wèn)題，從而成為了HPLC的有力補(bǔ)充。對(duì)于HPLC&RF雙模系統(tǒng)中的無(wú)線通信，現(xiàn)有的導(dǎo)頻設(shè)計(jì)沒(méi)有充分考慮其典型應(yīng)用信道的時(shí)頻相關(guān)性，為此提出了一種新的導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案。該方案增加了導(dǎo)頻的頻域密度，以更好地適應(yīng)頻率選擇性高的信道;同時(shí)基于所有典型信道隨時(shí)間變化緩慢的特性，降低了導(dǎo)頻的時(shí)域密度;另外，重新設(shè)計(jì)了導(dǎo)頻的時(shí)頻位置，以進(jìn)一步降低信道估計(jì)的復(fù)雜度。新方案的導(dǎo)頻開(kāi)銷(xiāo)為原方案的1/2。仿真結(jié)果表明，所提方案的性能均優(yōu)于原方案，且適用的信道估計(jì)方法簡(jiǎn)單，計(jì)算復(fù)雜度低，易于實(shí)現(xiàn)，能夠更好地滿足雙模系統(tǒng)的推廣應(yīng)用需求。

　　關(guān)鍵詞:電力物聯(lián)網(wǎng);高速電力線載波通信;雙模系統(tǒng);導(dǎo)頻設(shè)計(jì);信道估計(jì)

　　引言高速電力線載波通信(High-speedPowerLinecarrierCommunication，HPLC)是在低壓電力線上進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸?shù)膶拵щ娏�線載波技術(shù)，具有速率高、實(shí)時(shí)性強(qiáng)、抗干擾能力強(qiáng)、傳輸可靠性高、可實(shí)現(xiàn)芯片互聯(lián)互通的特點(diǎn)，能夠滿足現(xiàn)階段用電信息采集的需求，正在得到越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。但是隨著用電系統(tǒng)的不斷發(fā)展，電力電子器件和變頻設(shè)備得到廣泛應(yīng)用，電網(wǎng)電磁環(huán)境變得越來(lái)越復(fù)雜，造成了惡劣的電力線載波通信環(huán)境[1]。惡劣的通信環(huán)境帶來(lái)了組網(wǎng)的孤島/孤點(diǎn)問(wèn)題。

　　電網(wǎng)論文范例： 基于復(fù)雜網(wǎng)絡(luò)理論的互聯(lián)電網(wǎng)Braess悖論現(xiàn)象研究

　　除此之外，HPLC還面臨著停電事件上報(bào)成功率低、單跳通信距離短等問(wèn)題。無(wú)線(RadioFrequency，RF)通信可以避開(kāi)電力線環(huán)境中的干擾和噪聲，解決組網(wǎng)孤島/孤點(diǎn)、停電事件上報(bào)成功率低、單跳通信距離短等問(wèn)題，從而成為了HPLC的有效補(bǔ)充。但是無(wú)線通信又容易受到周?chē)�環(huán)境影響，尤其是在建筑樓宇內(nèi)，無(wú)線信號(hào)會(huì)有盲區(qū)。

　　HPLC與RF的融合，即HPLC&RF雙模系統(tǒng)，將大大拓展HPLC的應(yīng)用發(fā)展空間，在滿足電網(wǎng)抄表應(yīng)用需求的前提下，又可滿足智能電網(wǎng)的各種擴(kuò)展應(yīng)用，同時(shí)還可以為智能家居應(yīng)用提供高速可靠的解決方案。雙模系統(tǒng)中的無(wú)線通信(簡(jiǎn)稱雙模無(wú)線)物理層采用正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)技術(shù)，并定義了長(zhǎng)訓(xùn)練序列(LongTrainingField，LTF)和導(dǎo)頻以輔助信道估計(jì)。信道估計(jì)的性能對(duì)于OFDM系統(tǒng)至關(guān)重要[2]，而導(dǎo)頻圖案的設(shè)計(jì)直接影響信道估計(jì)的方法和性能。根據(jù)系統(tǒng)應(yīng)用的典型信道環(huán)境來(lái)設(shè)計(jì)導(dǎo)頻圖案，在保證信道相關(guān)性的前提下，用盡可能小的導(dǎo)頻開(kāi)銷(xiāo)獲得最佳的信道估計(jì)性能。

　　雙模無(wú)線系統(tǒng)有9種典型信道，這9種信道隨時(shí)間變化緩慢，在時(shí)間間隔為50個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)，信道的時(shí)域相關(guān)性仍均大于0.95。但部分信道的頻率選擇性較為明顯，例如惡劣城市1信道下，當(dāng)頻率間隔為10個(gè)子載波時(shí)，其頻域相關(guān)性已小于0.5。原導(dǎo)頻方案中，導(dǎo)頻的平均時(shí)域間隔為3個(gè)OFDM符號(hào)，頻域間隔為4個(gè)子載波[3]。這樣的導(dǎo)頻圖案在進(jìn)行二維維納濾波信道估計(jì)時(shí)，盡管時(shí)域性能較好，但在頻域能夠參與濾波的子載波數(shù)少，導(dǎo)致其性能不佳。

　　本文提出一種新的導(dǎo)頻方案，該方案增加了頻域?qū)ьl密度，以更好地適應(yīng)頻率選擇性高的信道;同時(shí)基于所有典型信道均隨時(shí)間緩慢變化的特點(diǎn)，降低了時(shí)域?qū)ьl密度;另外，重新設(shè)計(jì)了導(dǎo)頻的時(shí)頻位置，以進(jìn)一步降低信道估計(jì)的復(fù)雜度。新導(dǎo)頻方案在總體導(dǎo)頻開(kāi)銷(xiāo)下降一半的情況下，采用簡(jiǎn)單的信道估計(jì)算法就能夠獲得更優(yōu)的信道估計(jì)性能。仿真結(jié)果表明，新的導(dǎo)頻方案在導(dǎo)頻開(kāi)銷(xiāo)下降一半的情況下，誤塊率(BlockErrorRate，BLER)為1%對(duì)應(yīng)的信噪比(Signal-to-NoiseRatio，SNR)性能比原導(dǎo)頻方案更優(yōu)。

　　1系統(tǒng)模型

　　每幀發(fā)送的信號(hào)包括同步頭和物理層載荷，其中同步頭包括短訓(xùn)練序列(ShortTrainingField，STF)和長(zhǎng)訓(xùn)練序列LTF，STF和LTF均為已知序列，STF占用4個(gè)OFDM符號(hào)，LTF占用2個(gè)OFDM符號(hào)。物理層載荷包括物理層頭(PhysicalHeader，PHR)和載荷數(shù)據(jù)(PhysicalServiceDataUnit，PSDU)，PHR承載用于PSDU解調(diào)的控制信息。PHR的OFDM符號(hào)數(shù)與調(diào)制編碼方式(ModulationandCodingScheme，MCS)相關(guān)，PSDU的OFDM符號(hào)數(shù)與載荷數(shù)據(jù)大小、MCS等相關(guān)。

　　另外，雙模無(wú)線系統(tǒng)定義了多組頻域?qū)ьl圖案，物理層幀在LTF之后，所有物理層載荷OFDM符號(hào)，包括PHR和PSDU，每個(gè)符號(hào)依次循環(huán)使用一組導(dǎo)頻。在發(fā)射端，將PHR信息進(jìn)行Turbo編碼、打孔、交織、分集拷貝處理，將PSDU信息進(jìn)行加擾、Turbo編碼、打孔、交織、分集拷貝處理，最終將經(jīng)過(guò)處理的PHR、PSDU進(jìn)行星座點(diǎn)映射、加導(dǎo)頻載波后，經(jīng)過(guò)快速傅里葉逆變換(InverseFastFourierTransform，IFFT)完成頻域到時(shí)域的變換。

　　在時(shí)域，加入STF和LTF，加循環(huán)前綴，然后進(jìn)行加窗、數(shù)模轉(zhuǎn)換、上變頻、功放，最后通過(guò)天線發(fā)射出去。在接收端，接收數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)低噪放、下變頻、濾波得到基帶數(shù)據(jù)，完成同步，進(jìn)行FFT變換得到頻域數(shù)據(jù)，使用頻域數(shù)據(jù)(訓(xùn)練序列、導(dǎo)頻)進(jìn)行信道估計(jì)和頻偏估計(jì)，然后進(jìn)行解調(diào)，PHR和PSDU經(jīng)過(guò)分集合并、解交織、解打孔、Turbo譯碼，PSDU還需要解擾，最終得到對(duì)應(yīng)信息。

　　2原導(dǎo)頻方案

　　物理層模式Option1和Option2分別定義了7組頻域?qū)ьl圖案PilotSet1，PilotSet2，…，PilotSet7。Option3定義了3組頻域?qū)ьl圖案PilotSet1，PilotSet2，PilotSet3。物理層幀在LTF之后，所有物理層載荷OFDM符號(hào)，包括PHR和PSDU，每個(gè)符號(hào)依次使用一組導(dǎo)頻。以O(shè)ption3為例，當(dāng)物理層載荷OFDM符號(hào)數(shù)為12時(shí)，導(dǎo)頻的時(shí)域間隔為3個(gè)OFDM符號(hào)，頻域平均間隔為4個(gè)子載波。

　　3新導(dǎo)頻方案

　　雙模無(wú)線系統(tǒng)的應(yīng)用環(huán)境對(duì)應(yīng)9種典型無(wú)線信道[3]，無(wú)線信道隨時(shí)間變化非常緩慢，雖然“農(nóng)村2”“惡劣城市1”“山區(qū)2”信道隨時(shí)間變化相對(duì)較快，但即使是這些信道，在間隔為50個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)信道的時(shí)域相關(guān)性仍大于0.95。

　　考慮到雙模無(wú)線系統(tǒng)的典型應(yīng)用環(huán)境，設(shè)計(jì)導(dǎo)頻圖案時(shí)，在保證信道相關(guān)性的前提下應(yīng)盡量減小導(dǎo)頻開(kāi)銷(xiāo)，以提高頻譜利用率。原導(dǎo)頻方案的時(shí)域密度過(guò)大，而頻域密度不足，因此設(shè)計(jì)新導(dǎo)頻圖案如下:假設(shè)物理層載荷OFDM符號(hào)數(shù)為N，其索引依次為1，2，…，N。當(dāng)OFDM符號(hào)索引n滿足mod(n，Tp)=0時(shí)，該OFDM符號(hào)上的所有偶數(shù)有效子載波均為導(dǎo)頻子載波，其中Tp=14。

　　間隔為14個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)，信道的時(shí)域相關(guān)性大于0.95，能夠滿足導(dǎo)頻設(shè)計(jì)的時(shí)域相關(guān)性要求，且能夠容許殘留頻偏±2×10-5。導(dǎo)頻的頻域間隔為2個(gè)載波時(shí)，信道的頻域相關(guān)性均大于0.95，可以滿足導(dǎo)頻設(shè)計(jì)的頻域相關(guān)性要求。導(dǎo)頻數(shù)據(jù)由初始值全是1的偽隨機(jī)序列產(chǎn)生，每次生成的比特?cái)?shù)為一個(gè)OFDM符號(hào)的1/2有效子載波數(shù)，偽隨機(jī)序列每幀初始化一次，其生成多項(xiàng)式為S(x)=x10+x3+1。導(dǎo)頻子載波統(tǒng)一采用二進(jìn)制相移鍵控(BinaryPhaseShiftKeying，QPSK)調(diào)制。在新導(dǎo)頻圖案中，物理層載荷每隔14個(gè)OFDM符號(hào)有1個(gè)OFDM符號(hào)上承載導(dǎo)頻，該符號(hào)的所有偶數(shù)有效子載波均為導(dǎo)頻子載波，因此導(dǎo)頻密度為1/28。

　　而在原導(dǎo)頻圖案中，每個(gè)物理層載荷OFDM符號(hào)中均有導(dǎo)頻子載波，對(duì)于Option1，每104個(gè)有效子載波中有8個(gè)導(dǎo)頻子載波，因此導(dǎo)頻密度為8/104;對(duì)于Option2，每52個(gè)有效子載波中有4個(gè)導(dǎo)頻子載波，因此導(dǎo)頻密度為4/52;對(duì)于Option3，每20個(gè)有效子載波中有2個(gè)有效子載波，因此導(dǎo)頻密度為2/20。新舊導(dǎo)頻圖案的導(dǎo)頻密度對(duì)比，可以看出，不同物理層模式下，新導(dǎo)頻圖案的導(dǎo)頻密度均約為原導(dǎo)頻方案的1/2。導(dǎo)頻密度小，意味著導(dǎo)頻開(kāi)銷(xiāo)少，進(jìn)而有更多的資源元素(1個(gè)資源元素時(shí)域?qū)��?yīng)1個(gè)OFDM符號(hào)，頻域?qū)��?yīng)1個(gè)子載波)可以用作數(shù)據(jù)傳輸，頻譜利用率更高。

　　4新導(dǎo)頻方案下的信道估計(jì)方法

　　在新導(dǎo)頻圖案下，采用LTF和導(dǎo)頻聯(lián)合進(jìn)行DFT信道估計(jì)[4-7]。雙模無(wú)線系統(tǒng)為單發(fā)單收系統(tǒng)，頻域接收信號(hào)可建模為y=hx+n。

　　(1)式中:y為頻域接收信號(hào)，x為L(zhǎng)TF或?qū)ьl的頻域發(fā)射符號(hào)，E|x|2=1，h為頻域信道，n是均值為零，方差為σ2的噪聲。Step1利用最小二乘(LeastSquare，LS)算法獲得LTF和導(dǎo)頻位置處的信道估計(jì)值:^hLS=y·x*。(2)式中:^hLS為L(zhǎng)S信道估計(jì)值;y為頻域接收信號(hào);x為發(fā)射的頻域已知信號(hào)，包括頻域LTF符號(hào)和導(dǎo)頻符號(hào);()*為共軛操作。

　　Step2LTF時(shí)域上占用2個(gè)連續(xù)的OFDM符號(hào)，頻域上占用所有有效子載波，因此可將2個(gè)LTFOFDM符號(hào)的LS信道估計(jì)值累加平均，作為第2個(gè)LTFOFDM符號(hào)的LS信道估計(jì)值。接下來(lái)僅利用第2個(gè)LTFOFDM符號(hào)和導(dǎo)頻OFDM符號(hào)中的LS信道估計(jì)值，進(jìn)行后續(xù)的信道估計(jì)處理。

　　Step4將^hLS，7利用離散傅里葉逆變換(InverseDiscreteFourierTransform，IDFT)變換到時(shí)域，在時(shí)域經(jīng)降噪處理后，利用離散傅里葉變換(DiscreteFourierTransform，DFT)再重新變回到頻域，并將該頻域信道估計(jì)值作為索引為1～13的OFDM符號(hào)的信道估計(jì)值。該信道估計(jì)方法不需要估計(jì)信道的特征參數(shù)，例如多普勒頻移、時(shí)延擴(kuò)展等，也不需要矩陣求逆或事先存儲(chǔ)濾波器系數(shù)，計(jì)算量小，對(duì)硬件的要求不高，易于實(shí)現(xiàn)。

　　5性能仿真

　　仿真采用9種典型信道:加性高斯白噪聲(AdditiveWhiteGaussianNoise，AWGN)、農(nóng)村1、農(nóng)村2、典型城市1、典型城市2、惡劣城市1、惡劣城市2、山區(qū)1、山區(qū)2。固定PSDU物理塊長(zhǎng)為260，Option1、2和3分別采用MCS等級(jí)MCS0(BPSK)、MCS1(BPSK)和MCS2(QPSK)，此時(shí)總的物理層載荷符號(hào)數(shù)分別為193、200、280。PHR和PSDU的信道編碼為T(mén)urbo編碼。原導(dǎo)頻方案采用的信道估計(jì)方法為時(shí)域線性插值、頻域維納濾波[7]。仿真時(shí)長(zhǎng)為10000幀。

　　誤塊率BLER=1%時(shí)，新導(dǎo)頻方案的SNR值更低，性能增益主要來(lái)自于新導(dǎo)頻方案的頻域?qū)ьl密度更大。與原導(dǎo)頻方案相比，新導(dǎo)頻方案的頻域?qū)ьl密度增加了一倍，這非常有利于頻率選擇性明顯信道，例如惡城1、山區(qū)2。但是從表6～8中也可以看出，對(duì)于頻率選擇性不明顯的信道，新導(dǎo)頻方案同樣有性能增益，這主要是因?yàn)榛�于原�?dǎo)頻方案在進(jìn)行頻域維納濾波時(shí)，由于沒(méi)有進(jìn)行信道類型的判斷，因此僅利用了左右各4個(gè)導(dǎo)頻載波(相鄰導(dǎo)頻間隔為4個(gè)載波)進(jìn)行維納濾波，而實(shí)際上，如果能夠判斷信道類型，對(duì)于這些頻率選擇性不明顯的信道，可以采用更多的導(dǎo)頻載波頻域維納濾波，以獲得更優(yōu)的性能。

　　6結(jié)論

　　本文針對(duì)HPLC&RF雙模系統(tǒng)中的無(wú)線OFDM通信，根據(jù)其應(yīng)用的典型信道環(huán)境，提出了一種新的導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案。與原導(dǎo)頻方案相比，該方案的導(dǎo)頻開(kāi)銷(xiāo)降低為原來(lái)的1/2，但性能比原方案更優(yōu)，可以更好地滿足HPLC&RF雙模系統(tǒng)在電力物聯(lián)網(wǎng)中的推廣和應(yīng)用需求。

　　參考文獻(xiàn)：

　　[1]陳麗恒.新一代高速雙模系統(tǒng)中高速無(wú)線通信的定時(shí)同步方案[J].電網(wǎng)技術(shù)，2019，43(S2):145-149.

　　[2]何江.OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)研究與實(shí)現(xiàn)[D].成都:西南交通大學(xué)，2017.

　　[3]IEEE.IEEEstandardforlocalandmetropolitanareanetworks-Part15.4:low-ratewirelesspersonalareanetworks(LR-WPANs)Amendment3:physicallayer(PHY)specificationsforlow-data-rate，wireless，smartmeteringutilitynetworks:IEEEStd802.15.4g[S].NewYork:IEEE，2012.

　　[4]樊蓉，慕福奇，蘇明月.OFDM系統(tǒng)基于導(dǎo)頻的DFT信道估計(jì)改進(jìn)算法[J].南京郵電大學(xué)學(xué)報(bào)(自然科學(xué)版)，2015，35(2):79-83.

　　[5]孫晨.適用于IEEE802.11ac標(biāo)準(zhǔn)的信道估計(jì)與均衡技術(shù)研究[D].重慶:重慶大學(xué)，2017.

　　[6]謝顯中，董雪濤，陳鑫.利用前導(dǎo)符號(hào)和非均勻?qū)ьl進(jìn)行聯(lián)合信道估計(jì)的方法:10078357.1[P].2007-04-02.

　　[7]彭天笑，潘嘉，酆廣增.一種改進(jìn)的2×1-D維納濾波器OFDM信道估計(jì)器[J].電路與系統(tǒng)學(xué)報(bào)，2007，12(5):7-11.

　　作者：張春玲，王丹，趙訓(xùn)威